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M9551500CLA渠道商介紹,DC/DC 開關控制器的 MOSFET 選擇是一個復雜的過程。僅僅考慮 MOSFET 的額定電壓和電流并不足以選擇到合適的 MOSFET。要想讓 MOSFET 維持在規定范圍以內，必須在低柵極電荷和低導通電阻之間取得平衡。在多負載電源系統中，這種情況會變得更加復雜。

DC/DC 開關電源因其**率而廣泛應用于現代許多電子系統中。例如，同時擁有一個高側 FET和低側 FET 的降壓同步開關穩壓器，如圖 1 所示。這兩個 FET 會根據控制器設置的占空比進行開關操作，旨在達到理想的輸出電壓。降壓穩壓器的占空比方程式如下：

1) 占空比 (高側FET,上管) = Vout/(Vin*效率)2) 占空比 (低側FET，下管) = 1 – DC (高側FET)FET 可能會集成到與控制器一樣的同一塊芯片中，從而實現一種最為簡單的解決方案。但是，為了提供高電流能力及（或）達到更**率，FET 需要始終為控制器的外部元件。這樣便可以實現**散熱能力，因為它讓FET物理隔離于控制器，并且擁有**的 FET 選擇靈活性。它的缺點是 FET 選擇過程更加復雜，原因是要考慮的因素有很多。

一個常見問題是“為什么不讓這種 10A FET 也用于我的 10A 設計呢？”答案是這種 10A 額定電流并非適用于所有設計。

選擇 FET 時需要考慮的因素包括額定電壓、環境溫度、開關頻率、控制器驅動能力和散熱組件面積。關鍵問題是，如果功耗過高且散熱不足，則 FET 可能會過熱起火。我們可以利用封裝/散熱組件 ThetaJA 或者熱敏電阻、FET 功耗和環境溫度估算某個 FET 的結溫，具體方法如下：

3) Tj = ThetaJA * FET 功耗（PdissFET） + 環境溫度（Tambient）它要求計算 FET 的功耗。這種功耗可以分成兩個主要部分：AC 和 DC 損耗。這些損耗可以通過下列方程式計算得到：

4) AC損耗: AC 功耗（PswAC） = ? * Vds * Ids * (trise + tfall)/Tsw其中，Vds 為高側 FET 的輸入電壓，Ids 為負載電流，trise 和 tfall 為 FET 的升時間和降時間，而Tsw 為控制器的開關時間（1/開關頻率）。

5) DC 損耗: PswDC = RdsOn * Iout * Iout * 占空比其中，RdsOn 為 FET 的導通電阻，而 Iout 為降壓拓撲的負載電流。

其他損耗形成的原因還包括輸出寄生電容、門損耗，以及低側 FET 空載時間期間導電帶來的體二極管損耗，但在本文中我們將主要討論 AC 和 DC 損耗。

開關電壓和電流均為非零時，AC 開關損耗出現在開關導通和關斷之間的過渡期間。圖 2 中高亮部分顯示了這種情況。根據方程式 4），降低這種損耗的一種方法是縮短開關的升時間和降時間。通過選擇一個更低柵極電荷的 FET，可以達到這個目標。另一個因數是開關頻率。開關頻率越高，圖 3 所示升降過渡區域所花費的開關時間百分比就越大。因此，更高頻率就意味著更大的AC開關損耗。所以，降低 AC 損耗的另一種方法便是降低開關頻率，但這要求更大且通常也更昂貴的電感來確保峰值開關電流不超出規范。

開關處在導通狀態下出現 DC 損耗，其原因是 FET 的導通電阻。這是一種十分簡單的 I2R 損耗形成機制，如圖 4 所示。但是，導通電阻會隨 FET 結溫而變化，這便使得這種情況更加復雜。所以，使用方程式 3）、4）和 5）準確計算導通電阻時，就必須使用迭代方法，并要考慮到 FET 的溫升。降低 DC 損耗最簡單的一種方法是選擇一個低導通電阻的 FET。另外，DC 損耗大小同FET 的百分比導通時間成正比例關系，其為高側 FET控制器占空比加上 1 減去低側 FET 占空比，如前所述。由圖 5 我們可以知道，更長的導通時間就意味著更大的DC 開關損耗，因此，可以通過減小導通時間/FET 占空比來降低 DC 損耗。例如，如果使用了一個中間 DC 電壓軌，并且可以修改輸入電壓的情況下，設計人員或許就可以修改占空比。


資訊來源：汕頭羅克自動化